某產(chǎn)品輻射騷擾整改思路、方法及實踐案例

來源：EMC容冠電磁更新時間：2024-07-21 閱讀：

某產(chǎn)品首次EMC測試時，輻射、靜電、浪涌均失敗。本篇先討論輻射超標。

01 輻射超標

50MHz 、100MHz 、130MHz 、200MHz，4個頻點明顯超標，其中130MHz 左右最明顯，超出 19dB；后將電路板僅僅保留開關(guān)電源部分，150MHz 附近超標嚴重，下圖為垂直位置的輻射（因為整個實驗過程中垂直位置整體結(jié)果較水平要差，因此全文僅針對垂直位置的輻射結(jié)果進行闡述）。

02 問題定位

從頻率上來看，輻射源不可能是射頻模塊以及后級 LDO 電路，縱覽整個電路系統(tǒng)各個電路功能的工作頻率，只可能是 MCU 的 8MHz 晶振以及前級開關(guān)電源2造成的。

在檢測機構(gòu)輻射測試超標后，第一時間將射頻模塊、MCU 及其外圍（包括晶振）全部停止供電，仍然超標，至此可以確認是開關(guān)電源導致的輻射問題。

回到實驗室，重點尋找輻射的來源，利用示波器的探頭可以快速掃描板上輻射嚴重的區(qū) 域，如下圖所示：

圖1 簡易探測環(huán)原理

將鱷魚夾夾至探頭探針，便形成了一個探測環(huán)，將探測環(huán)緩慢地在PCB板上方1~2cm附近移動，如果某處存在高頻干擾，則會在附近形成變化的磁力線分布，磁力線穿過探測環(huán)便形成了磁通，變化的磁通將會在環(huán)上形成感應電壓。

此時，將示波器設置為“余輝”模式，若某處輻射強烈，則會將波形抬高，利用這種方法找出波形最高時對應的探測位置。當然，也可自行繞制一個多匝空心線圈以提高靈敏度。

上圖出自《High-Speed Digital Design》Measurement Techniques 章節(jié)的第 87 頁，該章節(jié)本意是用于說明為什么測量電源紋波時不能使用鱷魚夾，而在本案例中，反其道而行之，故意讓探頭收集更多的噪聲以更快發(fā)現(xiàn)干擾源。

通過這種簡單的辦法，很快發(fā)現(xiàn)開關(guān)電源芯片上方的輻射最為強烈，與其緊挨的器件是一顆肖特基二極管，即續(xù)流二極管。由于 MOS 管集成在開關(guān)電源芯片內(nèi)部，無法測量到 MOS 管的開關(guān)波形，因此可以測量續(xù)流二極管兩端的電壓波形：

圖2 BUCK續(xù)流二極管位置

圖3 續(xù)流二極管兩端的電壓振鈴 (MOS 導通時)

圖3紅圈內(nèi)的振鈴明顯有“過沖”現(xiàn)象，將這部分波形展開，發(fā)現(xiàn)其振蕩頻率恰好為122MHz，如圖4所示，這與152MHz 超標頻點非常接近！進一步分析可以知道，這個振鈴是由于二極管的反向恢復引起的，要想消除這個電壓振鈴，最簡單的辦法是在D2兩端并聯(lián)RC吸收電路。

圖4 續(xù)流二極管電壓振鈴頻率

03 RC 參數(shù)選擇

經(jīng)過不斷嘗試，選擇了2200pF+10Ω的組合（實驗結(jié)果表明，電容越大，電壓尖峰越低，但是圖7中綠色箭頭標示的電壓下降斜坡也會越平緩，同時緊跟其后的諧振波形周期數(shù)也會越少，這是因為LC諧振頻率 f 反比于C值，至于這個諧振則屬于輕載時的正常現(xiàn)象）。

這里要特別注意電阻 R 的功率選取，若電阻額定功率太小則其會被燒毀，最簡單的辦法是先用1206 的 10Ω電阻應用在電路中，隨后用示波器測量R兩端的電壓波形，調(diào)出波形的RMS電壓，用這個電壓VRMS 計算出電阻R的功率P=V2RMS/R。

在本案例中，VRMS約為1V，則電阻功率為 0.1W，穩(wěn)妥起見，降額50%，則至少需要0.2W，因此最終選擇了1210封裝的電阻。

圖5、圖6分別示出了重載和輕載時的續(xù)流二極管電壓波形，不難發(fā)現(xiàn)，通過增加RC吸收電路，已經(jīng)完全解決了電壓振鈴問題，圖7即為上升尖峰展開波形，可以發(fā)現(xiàn)已經(jīng)沒有振蕩發(fā)生。

圖5 重載時的續(xù)流二極管電壓波形

圖6 輕載時的續(xù)流二極管電壓波形

圖7 續(xù)流二極管的電壓上升波形 (MOS 管導通時)

04 解決之道

基于上面的實驗結(jié)果，并不能認為輻射超標問題已經(jīng)解決，影響輻射測試結(jié)果的因素很多，因此整改手段不能僅有一個，在前往檢測機構(gòu)之前，必須有多種方案可供選擇才不至于無功而返。

①RC吸收

顯然，RC吸收電路可以在源頭上遏制輻射的產(chǎn)生，對測試結(jié)果有積極的作用。

②磁環(huán)

將磁環(huán)套于電源線上，對比前后的測試結(jié)果可以快速驗證此輻射是否屬于共模輻射，這種方法是在共模電壓/電流的傳播路徑上制造障礙以及消耗能量。

③共模電感

最初設計電源輸入級時，并未加入共模電感，一是產(chǎn)品沒有EMC認證方面的需求，二是為了節(jié)省成本，然而后期市場需求發(fā)生了變化，因此不得不解決輻射超標的問題，但此時 PCB 已無多余空間用于安裝共模電感，怎么辦？
在不確定共模電感究竟能帶來多大改善的情況下，貿(mào)然改板斷然是不合適的。為此，自制了一個EMI濾波器，如圖8所示，為了使連接可靠，特意加上了一個DC圓頭用于與產(chǎn)品電源接口對接，最后將電源線通過鱷魚夾夾至TP5和TP6即可。

圖8 自制的輸入濾波器

④差模電感

外接一個由差模電感組成的EMI濾波器，此濾波器主要用于減小差模輻射。和圖8類似，差模電感濾波器的原理圖和實物與共模電感相差無幾，唯一的區(qū)別是 L2使用了兩個分立的電感代替。

05 實地驗證

方案擬定好后，就該準備前往EMC檢測機構(gòu)進行測試了。出發(fā)前，先分析4個解決方案的易操作程度：方案2最容易驗證，只要將磁環(huán)往電源線上一扣就好；方案3、4可通過自制一個濾波器串接在電源接口處，也好實現(xiàn)；但方案1需要拆裝產(chǎn)品并焊接電阻電容稍顯麻煩，因此，測試驗證順序應當依次是方案2-3/4-1。

①獲得原始數(shù)據(jù)

圖9 待整改機器垂直輻射測試結(jié)果 (原始數(shù)據(jù))

②串入磁環(huán)

123MHz對應的1/4波長為0.6m，與電源線電纜長度非常接近，極有可能屬于共模干擾通過線纜輻射出去的（共模電壓驅(qū)動的天線），對付共模輻射首先想到的是電源線上套磁環(huán)，因為簡單易行。

圖10 電源線繞磁環(huán)一圈測試結(jié)果

為了增加效果，特意將電源線繞磁環(huán)一圈測試，對比圖9（原始數(shù)據(jù)）和圖10發(fā)現(xiàn)，增加磁環(huán)之后垂直方向的輻射超標改善非常明顯，123MHz超標頻點已被消滅，僅剩下228MHz附近超標0.9dB！至此可以確定，該輻射主要是共模輻射。既然是共模輻射，采用共模電感應能取得同樣的效果，之所以考慮共模電感，一是出于產(chǎn)品外觀考慮，不允許串接一個體積太大的磁環(huán)；二是因為實驗中使用的磁環(huán)型號未知（某寶淘來的，據(jù)說是 TDK 的)。

③共模電感

將磁環(huán)拆下后，接入事先準備好的EMI濾波器，上電測試—這里需要指出，實際上共模電感濾波器準備了兩套，唯一不同的是板上共模電感的型號，盡管它們同屬于TDK的ACM4520系列，但頻率-阻抗曲線稍有不同，ACM4520-231-2P-T000和ACM4520-421-2P-T000的頻率-阻抗曲線如圖11所示。

圖11 421和231阻抗特性曲線

在低于300MHz頻率時，421的整體阻抗要比231高，而要整改的頻點低于300MHz，因此可以大膽地猜想：帶有421的濾波器的產(chǎn)品輻射水平應比231要略低。

而實際情況和猜想一致，如圖12 和圖13，紅色波形代表231濾波器，黑色波形代表421濾波器，通過對比不難發(fā)現(xiàn)，在100M~300MHz區(qū)間內(nèi)，421的輻射水平整體比231要低，同時即便是采用231余量也很充足。特意讓EMC檢測機構(gòu)的員工幫我把兩個波形合成到一張圖里便于對比。

圖12 垂直位置 231 (紅色波形) 與421(黑色波形) 濾波器輻射測試結(jié)果

圖13 水平位置 231 (紅色波形)與 421 (黑色波形) 濾波器輻射測試結(jié)果

圖14 采用 231 濾波器后余量充足

④RC的影響

在驗證RC吸收方案之前，已將上一步驟中的 EMI濾波器撤掉。前面提到，電容最終選擇了2200pF，電容太大的影響已經(jīng)闡明，那么電容偏小又會對輻射測試造成何種影響？

方法一：R不變，C取值1000pF

圖15 使用1000pF吸收電容時的輻射測試結(jié)果

對比圖15和原始數(shù)據(jù)圖9可以發(fā)現(xiàn)，一方面，單純使用RC吸收電路（不加磁環(huán)、不加共模電感）改善也很明顯，只是存在余量不足的問題；另一方面，實驗室的結(jié)果表明，2200pF是比較合適的，為此將電容改為2200pF，再次測試。

方法二：R不變，C改為220pF

圖16 使用2200pF吸收電容時的輻射測試結(jié)果

對比圖15和圖16可知，RC吸收電路中，電容也有一個最佳取值，其大小對輻射測試結(jié)果影響很大。

06 方案合并

將EMI濾波器（選擇了231，是因為額定直流電流相比421更大）和RC電路（10Ω+2200pF）合并到產(chǎn)品上，再行測試，堪稱完美！至此，輻射整改完成。

圖17 最終測試結(jié)果 231+10Q+2200pF

07 原理探究

①右手螺旋定則

圖19 右手螺旋定則的兩種形式

圖20 直導域的磁力線分布

右手定則可用于快速判斷直導線和螺線管的磁力線方向。

對于螺線管而言（圖右），讓4個手指彎曲的方向與電流方向一致，伸直大拇指，則大拇指的方向即為磁力線（磁場）方向

對于通電直導線而言，讓大拇指指向電流方向，則其余4個手指彎曲的方向即為磁場方向，如圖18所示，直導線的磁力線分布是以導線為軸線的無數(shù)個同心圓組成，越靠近軸心，磁力線越密集。由于使用的介質(zhì)是導磁性很差的空氣，因此磁力線雜散分布在一個非常大的空間范圍內(nèi)，感應磁場B也很小。

②磁環(huán)原理

將磁環(huán)扣到電源線上的形態(tài)如圖20所示，產(chǎn)品工作時，將會有兩種形式的電流存在：差模電流和共模電流。ID是差模電流，在兩根線上大小相同但方向相反；IC是共模電流，在兩根線上大小、方向均相同。

圖20 磁環(huán)的使用和原理

這兩種電流同時存在于整段導線中，但為了便于說明問題，將其分別獨立放置在左側(cè)（共模電流）和右側(cè)（差模電流）。若將磁環(huán)從中間剖開，則共模電流（左側(cè)）均是垂直紙面向里+；而差模電流（右側(cè)）的一支垂直紙面向里+，另一支垂直紙面向外。

對共模電流的影響

現(xiàn)在來研究左側(cè)的磁場分布情況。分別對兩根導線使用右手螺旋定則可以發(fā)現(xiàn)，兩根導線的磁場均為順時針方向，即磁場是互相增強的。與圖18稍有不同，由于鐵氧體磁環(huán)的導磁率很高，為磁路提供了低阻的通路（可類比電流的特性），因此大部分磁力線都被限制在磁環(huán)內(nèi)部，只有極少的磁力線“逃逸”，相比單純把兩根導線放在空氣中的情況，磁環(huán)為兩根導線提供了磁場強耦合并產(chǎn)生了比原來大得多的感應磁場B。

簡言之，一方面，磁環(huán)使得兩個磁場互相疊加；另一方面限制了磁力線的分布范圍，后者可以減小輻射產(chǎn)生，那磁場疊加有什么作用？

對比電源線增加磁環(huán)前后的情況，對其中一根導線而言，變化同樣的電流Δi，感應磁場變化ΔB比原來更大了，在截面積S和匝數(shù)N不變的情況下，電感L也會比之前大。

電感的一個重要特性便是“減緩電流變化 Δi/Δt ”，而輻射恰恰是過大的Δi/Δt 造成的，因此磁環(huán)抑制共模輻射干擾的原理便在此。

輻射能量不會憑空消失，變化共模干擾電流將會在磁環(huán)內(nèi)部激發(fā)出變化的磁場，變化的磁場又會激發(fā)出感應電壓，感應電壓又會產(chǎn)生渦流，渦流會最終被磁環(huán)內(nèi)部的等效電阻消耗，以熱能形式耗散。

對差模電流的影響

同樣的分析可以應用在差模電流的情況，唯一不同的是，兩根導線的磁場分布是相反的，磁場互相抵消，由于導線中的電流大小相等，產(chǎn)生的磁場H大小相同，在互相靠近的情況下，在磁環(huán)內(nèi)的兩個感應磁場大小相同、方向相反，因此合成之后的感應磁場B幾乎為0，對任意一根導線而言，相當于是一段“無感導線”，對差模電流不會產(chǎn)生任何抑制作用。

有了之前的分析基礎(chǔ)，再結(jié)合右手螺旋定則，我們可以很容易地對圖21的兩種情況作出結(jié)論：

圖21 共模電流和差模電流分別流過共模電感

圖22 漏感的形成

理論上，共模電感對共模電流表現(xiàn)為感性，而對差模電流則表現(xiàn)出“無感”。然而實際和理論總有些許出入，因為共模電感存在一定的漏感當兩支差模電流在磁環(huán)中激發(fā)出兩個方向相反大小相等地感應磁場時，理想情況下應該全部集中在磁環(huán)中并互相抵消，但事與愿違：總有一小部分磁力線從磁環(huán)中逃散，經(jīng)過空氣形成閉環(huán)（紅色橢圓），這部分磁力線（磁通）無法互相抵消。

這將產(chǎn)生一個串聯(lián)的“小電感”，這樣一來，共模電感將對差模電流也有一定的阻礙作用，相當于在共模電感的兩個繞組中各串入了一個小電感Lk’和 Lk’’，它們彼此獨立，并且不存在共模電感兩個繞組之間的耦合關(guān)系，又因為它們是串聯(lián)在差模電流回路中，因此等效于單個Lk電感（Lk’+Lk’’）。

這個漏感的存在并非是壞事，因為其對于差模電流干擾是有抑制效果的，也正因為如此，很多產(chǎn)品的電源輸入級特意省掉了差模電感，其原因就在于共模電感的漏感可以充當差模電感。