如何在電路中獲得S參數 - 9個方法(上)
在一些復雜的問題和電路中，S參數任務直接計算S參數可能是行不通的。這就需要大家回歸射頻基礎，重新思考研究方法。這兩期我們多列舉一些S參數的計算方法。
方法1：S參數任務+端口激勵
優(yōu)勢：簡單，直接，快速，通用，DC+AC結果都有，全端口完整的S矩陣，自動歸一。
局限：只能計算端口之間的整體網絡S矩陣；穩(wěn)態(tài)頻譜。
最簡單直接的當然是S參數任務，模塊可以是三維的結果，或者是SnP的數據，加上端口和任務即可。
方法2：AC任務+全端口
優(yōu)勢：更多頻域分析場景。
局限：單端口網絡激勵（非完整S矩陣）；可自動歸一或手動（取決于AC激勵）；只能計算端口之間的整體網絡；只能穩(wěn)態(tài)全頻段等幅激勵；
AC任務是頻域分析，理論上當然也可得到S參數。激勵一個端口Signal，單位是根號瓦，這樣得到的頻域Signal也就是和S參數量級一致。激勵振幅為1，那么結果就自動歸一化了：
可見結果與S參數任務結果一致；所以把S參數當成一種特殊的AC任務是有道理的。
方法3. AC任務+端口+探針+耦合器
優(yōu)勢：可添加較多激勵電路和負載電路；利用了端口快速定義激勵; 利用探針可獲得局部電路的S參數。
局限：單端口網絡激勵（非完整S矩陣）；較復雜的手動提取S參數；只能穩(wěn)態(tài)全頻段等幅激勵；
如果我們這么畫電路，然后AC任務激勵1根號瓦signal在端口1，這樣結果中，探針只有電壓電流，沒有signal（端口才有signal）。我們只能通過電壓電流獲得功率，然后手動歸一獲得S21。但是這種電路獲得S參數其實是不對的，原因就是in這個信號是激勵和反射的疊加，所以算不出S11；手動算S21也是用錯了入射信號，也是算錯。
正確的方法就需要把入射信號和反射信號分隔出來，理想耦合器便是神器：
這個是180度的耦合器，內阻50歐與其他負載一致；端口1的信號-3.02dB去到端口2，分-3dB到端口4；同理端口2的信號分-3dB給端口3。所以我們可以在端口3和4區(qū)分入射信號和反射信號。
S11提取用反射和入射相比，可用電壓或電流（一樣）；由于反射信號被耦合器衰減兩次，而入射信號衰減一次，所以全頻補償3.020624dB的誤差（或線性乘以10^(3.020624/20)=1.415895）。
S21提取用傳輸和入射相比，可用電壓或電流（一樣）；需要全頻補償耦合器的0.020624dB的誤差（或線性乘以10^(0.020624/20)=1.002377）。
可拷貝到別的文檔重命名：
這里的S參數是手動歸一的，所以AC任務中端口1激勵可以不是1，這也是為什么能適用于更多的頻域場景。
方法4和5：AC任務+電源+探針+耦合器
優(yōu)勢：可添加更多的激勵電路和負載電路；可用電流或電壓源取代端口；探針獲得局部電路的S參數。
局限：單端口網絡激勵（非完整S矩陣）；較復雜的手動提取S參數。穩(wěn)態(tài)頻譜。
比如電壓源：
同樣需要手動后處理計算S參數，并且補償耦合器的誤差。
電流源：
同理，電流源電壓源激勵也可以不是1，任意值均可。
對比目前S21的5個結果（S11也都一樣）：
小結：
1. S參數任務+端口激勵
優(yōu)勢：簡單，直接，快速，通用，DC+AC結果都有，全端口完整的S矩陣，自動歸一。
局限：只能計算端口之間的整體網絡S矩陣；穩(wěn)態(tài)頻譜。
2. AC任務+全端口
優(yōu)勢：更多AC頻域分析場景。
局限：單端口網絡激勵（非完整S矩陣）；可自動歸一或手動（取決于AC激勵）；只能計算端口之間的整體網絡；只能穩(wěn)態(tài)全頻段等幅激勵；
3. AC任務+端口+探針+耦合器
優(yōu)勢：可添加較多激勵電路和負載電路；利用了端口快速定義激勵; 探針獲得局部電路的S參數。
局限：單端口網絡激勵（非完整S矩陣）；較復雜的手動提取S參數；只能穩(wěn)態(tài)全頻段等幅激勵；
4. AC任務+電源+探針+耦合器
優(yōu)勢：可添加更多的激勵電路和負載電路；可用電流或電壓源取代端口；探針獲得局部電路的S參數。
局限：單端口網絡激勵（非完整S矩陣）；較復雜的手動提取S參數；只能穩(wěn)態(tài)全頻段等幅激勵；
5. 手動提取可用探針頻域結果，利用耦合器分離入射反射，注意耦合器的補償。
6. 以上結果都是復數格式，線性和dB轉換都用的視窗：
